采用CVCF逆变器的波形控制技术设计-亚博集团官网

本文摘要:在张功率电子设备中,以CVCF逆变器为核心的UPS被广泛使用,对输入波形的主要技术拒绝还包括低稳态总波形失真亲和率(THD)和慢动态呼吁。

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在张功率电子设备中,以CVCF逆变器为核心的UPS被广泛使用,对输入波形的主要技术拒绝还包括低稳态总波形失真亲和率(THD)和慢动态呼吁。由于非线性阻抗、PWM调制中死区、逆变器系统本身的弱阻尼性等因素,一般闭环PWM控制效果不好。本文以美国TI生产的TMS320F240DSP为控制芯片,通过反复控制提高系统的稳定性能,利用引入综合控制的零点提高系统的动态特性,实验结果表明,该方案可以同时构建高质量的稳定性和动态特性。

重复控制器设计重复控制的基本思想来自控制理论的内部模型原理。也就是说,如果控制系统预计对参考命令没有静态跟踪,则生成参考命令的模型必须包含在平滑的闭环控制系统内。图1是本系统使用的重复控制框图。下面列出了各部分的分析说明。

图1线性域重复控制器方框图P(z)是逆变器输出和输入的线性传输器,是系统的控制对象。逆变器的电源频率远远低于LC滤波器的自然频率,动态特性主要由LC滤波器需要,通过建立系统状态方程得到P(z)。

在此系统中,L=0.88mH,C=60muF,电感的等效串行电阻为0.4;电源频率和采样频率都是10KHz,推断有其线性传输器。从图2的右图可以看出,逆变器没有谐振杆,电阻率很小。图2逆变器P(z)的Budtou 1的虚线框内是重复控制器的内部模型,N是一个周期内的采样次数。这个内部模型本质上是周期延迟正反馈环,只要输出信号以基本周期重复,其输入就是加上输出信号的废弃周期。

如果Q(z)被指定为1,则可以被视为周期性阶段的分数环,可以超过无定差,但给系统位于N个单位圆周上的0分,使开环系统发生临界波动,在此系统中,Q(z)为0.95,提高系统稳定性。图1中的重复控制器包括滤波器S(z)由以下两个部分组成的陷阱滤波器S1(z),主要用作模糊逆变器的谐振峰值,第二滤波器S2(z)主要带来高频波动。倒车链接JK补偿过滤器S(z)和控制对象P(z)的总相位延迟,Kr反复控制增益。

补偿器C(z)旨在使校准对象的低频增益与1相似,高频增益尽快下降到-26dB以下,系统在整个中低波段内使向地下的总光波尽可能小。取Kr=0.9,zk=z5,创建C(z)P(z)的柳度。

图3的右图显示设计符合要求。图3C(z)P(z)中的伯德岛将通过连接到地下通道的循环延期链接z-N推迟一个控制动作。也就是说,在此周期中检测到的错误信息在下一个周期后才会开始影响控制量。

引入周期延期链接的主要原因是系统中包含的落后链接ZK。如果该系统需要物理部署,则必须存在延迟链路零。虽然可以持续调节反向马桶的正常性能,但动态呼吁很好。

(威廉莎士比亚、车站、车站、车站、车站、车站)本质上,逆变器自然动态特性不好的主要原因是逆变器的制动太强。响应,最需要和有效的解决方案可以向系统介绍状态,扩展零点设备,减少控制对象的阻尼。图4单相PWM逆变器模型图4是相当于单相逆变器的电路,在逆变器3组中制动较大。因此,在实施零点设备时,假设逆变器在3组(最坏的情况)中,安装零点时要注意安装逆变器后,制动费不要变小。

导入的容量电压vC和容量电流iC是状态变量,是PWM逆变器的三组型号。引入状态与系统其中R是闭环系统参考命令,K是系统增益行。

闭环系统的状态方程如下:将闭环零点安装在Z域的0.74plusmn上。0.3i点,此时系统自身波动频率欧米茄;N为4454rad/s(与LC滤波器拦截频率大致相同)。阻尼比XI;0.5 .图5(a)是系统的突然阻抗建模波形,仔细观察输入电压突然瞬间下降时,存在几乎无法返回原始轨迹的固有静态误差。

系统分析结果显示,容量电压vC对系统等于比例部分P,容量电流iC对系统等于差异部分D,静态误差不可避免。因此,在控制系统中引入分数链接,将输入Y的分数和状态变量一起用作系统量。假设这个新变量是xI。

也就是说,假设原始的第二个系统被第三个系统替换为0.1,将0.1添加到Z域。这时,系统的突然阻抗建模波形显示在图5(b)的右侧。现有的静态误差已经避免了。

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